Демодулятор взаимоортогональных синусоидальных сигналов с фазоразностной модуляцией

(19) 4 Ь 27/22 ГОСУДАРСТВЕНН ПО ДЕЛАМ ИЗО И НОМИТЕТ СССР ТЕНИЙ И ОТНРЫТИ ИЯ ми но бл ОПИСАНИЕ ИЗОБР К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТ(54) ДЕМОДУЛЯТОР ВЗАИМООРТОГОНАЛЬНЫХСИНУСОИДАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ С ФЛЗОРАЗНОСТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ(57) Изобретение относится к радиотехнике и повышает помехоустойчивость.Устройство содержит активные фильтры1 и 2, формирователи 3 и 4 опорныхчастот, коммутаторы 5 и 6, блок 7вычисления разности фаз, блок 8 оценки искажений, блок 9 суммирования,выходной согласующий блок 10. Блок 7содержит вычислительный блок. запонающий блок, преобразователь обратго кода, сумматор, перекодирующийок. Блок 8 содержит два сумматора, сумматор с кодером, два регистра,два запоминающих блока, два постоянных запоминающих блока, кодирующий блок содержит регистр сдвига, три элемента сравнения, четыре элемента И. Блок 9 содержит коммутатор, регистр сдвига, сумматор, регистр, запоминающий блок, два статистических регистра.Перекодирующий блок содержит сумматор, постоянный запоминающий блок. Уменьшение интервала интегрирования существенно снижает помехоустойчивость по флуктуационным шумам. Потенциальная помехоустойчивость к флуктуационному шуму определяется отношением используемой энергии сигнала к спектральной мощности шума. 8 ил.орректор Л. Пилипе аз 6762/58 Тираж 624 ВНИИПИ Государственного комитета СС по делам изобретений и открытий 113035, Москва, Ж, Раушская наб, писн д. 4/5 роизводственно-полиграфическое предприятие, г. Ужгород, ул. Проектная,423 Б;(С)=зх 8 п эпо;С, Б=воп созе,получаемые формирователем 3(4) опор ных колебаний, выполненным, например,на триггерных делителях частоты собратными связями.Блок 7 вычисления разности фазпредставляет собой аналоговый илицифровой (для данного случая цифровой) вычислитель, выполняющий следующие операцииЧ. И )=агсау; И)(3)11 40 де.(сь) = Ч;- Ч;(г., -1), (4) 1 Далее, в соответствии с принятымалгоритмом кодирования информациикаждому значению д.: ) ставится в50 соответствие набор информационныхсимволов, 1 е, например, в случае однооднократной относительной фазовоймодуляции, если1277Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в многоканальных системах передачи дискретной информации.Цель изобретения - повышение помехоустойчивости,На фиг. 1 изображена структурнаяэлектрическая схема демодулятора; нафиг, 2 . - временная диаграмма; нафиг. 3 - структурная электрическаясхема блока вычисления разности фаз;на фиг. 4 - структурная электрическаясхема перекодирующего блока; на фиг.5 векторная диаграмма сигналов; нафиг. 6 - структурная электрическаясхема блока оценки искажений; нафиг. 7 - структурная электрическаясхема кодирующего блока; на фиг. 8 -структурная электрическая схема блока суммирования.Демодулятор взаимоортогональныхсинусоидальных сигналов с фазоразностной модуляцией содержит первые ивторые активные фильтры 1 и 2, пер)вый и второй формирователи 3 и 425опорных частот, первый и второй коммутаторы 5 и 6, блок 7 вычисленияразности фаз, блок 8 оценки искажения, блок 9 суммирования, выходной согласующий блок 10. Блок вычисления разности фаз содержит вычислительный блок 11, запоминающий блок12, преобразователь 13 обратногокода, сумматор 14, перекодирующийблок 15.Блок оценки искажений содержитпервый сумматор 16, первый регистр17, первый запоминающий блок 18, первый и второй постоянные запоминающиеблоки 19 и 20, второй сумматор 21 скодером, третий сумматор 22, второйрегистр 23, второй запоминающий блок24. Кодирующий блок содержит регистр25 сдвига, элементы 26-28 сравнения,элементы И 29-32.Блок суммирования содержит коммутатор 33, регистр 34 сдвига, сумматор 35, регистр 36, запоминающийблок 37,статистические регистры 3839.Перекодирующий блок содержит сумматор 40 постоянный запоминающийблок 41Демодулятор работает следующимобразом. 55Активные Фильтры 1 и 2 выполняютдве функции; разделение ортогональныхканальных сигналов и вычисление проекций Х. и У каждого -го канального1 1сигнала на соответствующие ему по частоте ь 3 квадратурные опорные колебания по формулам+фоУ.Х сон Ы.С д, (2)1где Х(с) - смесь группового сигналас помехой;- время начала интегрирования сигнала Х(С);Т - интервал ортогональности,Синусоидальные и косинусоидальные колебания подаются на опорные входы активного фильтра 1(2), а сигналы, соответствующие началу интегрирования и концу интегрирования С, +Т, на установочный вход формирователя 3(4) опорных частот, при этом интервал интегрирования Т находится в середине посылки.При выполнении ряда условий в качестве опорных колебаний могут использоваться знаковые функции вида где 1 и С - моменты времени, соотЬ ветствующие окончанию соответственноп- и п посылок.3 1277В выходном согласующем блоке 1 О информационные символы 1 е каждого подканала последовательно выдаются абоненту, В качестве выходного согласующего блока 10 может, например, использоваться последовательный регистр с параллельной записью информации.Необходимо отметить, что длительность интервала ортогональности Т 1 О выбирается меньшей длительности посылкина величину защитного интервала Ь(Т =- д 1. ), исходя из противоречивйх требований, а именно,увеличение длительности защитного интервала позволяет работать с каналами связи, имеющими большую неравномерность амплитудно-частотной характеристики и характеристики группового времени запаздывания ГВЗ (проводной О канал) или большую разность хода между лучами (многолучевость КВ радиоканала) .При этом часто величина д.з является определяющей и выбирается суще ственно большей (до ---) особеноУ но в модемах, работающих по КВ радиоканалам.С другой стороны уменьшение величины Т существенно снижает помехоус О тойчивость по другому параметру - флуктуационным шумам. Действительно, потенциальная помехоустойчивость к флюктуационному шуму определяется отношением используемой энергии сигнала Е = Р,Т (Р, - средняя мощность сигнала, Т - время его приема - длительность интервала ортогональности) к спектральной мощности шума ЧР- (Р - средняя мощность шума в 4 ОЩиспользуемой полосе частот Р), т.е, величинойЕ Р,РТЧ Р Использование защитного интервала бс приводит к уменьшению полезнойз,энергии в враз.тВ модемах отношение в " колеблетсяТ 50 в пределах от 1,1 до 1,5, что эквивалентно проигрышу по мощности на 0,8-3,4 дб, при этом д достаточно мал (0,79-2,76 мс), что не позволяет без предварительной подготовки рабо тать по коммутируемым телефонным проводным и КВ радиоканалам, так как изменение характеристик ГВЗ лежит в 423 4пределах +6 мс (для шести переприемных участков по низкой частоте, амноголучевости до 3-6 мс,Формирователь 3(4) опорных частотвырабатывает набор опорных синфазныхи квадратурных колебаний, например,видаЯ. (с)=в 8 п вдп.(с);Б" =воп совке,получаемых, например, на триггерных . делителях частоты с обратными связями и импульсы, соответствующие началу интегрирования г. к концу интегрирования г, +Т активных фильтров 1 и 2 (фиг.2 б)Импульсы начала и конца интегрирования поступают на формирователь 4 опорных частот, который последовательно задерживает эти импульсы на вели 1чину дг; = - -, где ш - целое число.ш+1Таким образом, получается ш дополнительных последовательностей импульсов, причем для первой последовательности импульс начала интегрированиясовпадает с границей посылки 1интервала(фиг. 2 а,б), а ш-й последней последовательности импульс начала интегрирования Т отстоит от1 тначала посылки на величину дз . Для всех последовательностей импульс окончания интегрирования отстоит от импульса начала на величину интервала ортогональности Т, а основной интервал ортогональности с началомрасположен посередине дополнительоных интервалов.Формирователь 4 опорных частот легко реализуется различными способами на элементах цифровой техники, например, на сдвиговых регистрах, счетчиках, запоминающих устройствах.Последовательность С, поступает на первый активный фильтр 2 каждого канала,- на второй и т,д. Такимйобразом, для каждого активного фильтра 1 дополнительно имеется ш дополнительных активных фильтров 2,Все активные фильтры 1 и 2 выполнены одинаково. В качестве опорных колебаний используется знакопеременная последовательность о -функций5 1277423Синфазные и квадратурные составляющие будут определяться как У - агс 1 ц - д - 14 Х14 10(2 К+1) Е (С С + Т)2 ы) С ф о Эвычисление прцйсводится к суммированию с чередующимися знаками отсчетов групповогосигнала Х(й) в моменты времени, определяемые опорными функциями Б, (1) иБ., следующие с периодом 1 ЧцЗ, .Для дополнительных активных фильтров 2 интервал суммирования лежит впределах, определяемых их импульсами начала и конца интегрирования,т.е. С и С + Т, С и С +Т и т,д.1 1На выходе всех активных фильтров1 и 2 к концу посылки, т.е, к момен 25ту й + Т будут вычислены проекцииХ и У в цифровом виде. Дальнейшая1обработка идет в групповом виде наэлементах цифровой техники,Выход каждого активного фильтра 1и 2 через первый и второй коммута 30торы 5 и 6 последовательно подключается к блоку 7 вычисления разностифаз.Проекции Х .и У, поступают на вы 1 йчислительный блок 11 определения аргумента вектора На выходе получаются значения угладля определенности будем счи Дта-.ь, его девятиразрядным, это позволяет иметь погрешность не превышаю ощую 0,7 . Значения Ч,.(. - номер подканала, 3 - номер (дойолнительного) активного фильтра 2 или номер тактового интервала) поступают на запоминающий блок 12, в котором они хранятся в течение посылки 7,Задержанные на посылку значения Ч(6 ) поступают на преобразователь 13 1обратного кода, на выходе которого получается значение Ч () в обрат 14ном коде. В результате на вход сумматора 14 последовательно поступают пары значений М. и , (Т), а. на выход - разность фаз которая поступает (9 разрядов) на перекодирующий блок 15. Перекодирующий блок 75 решает две задачи: вычисляет дополнительные наег фазы Ь уопределяет по величинеФ Удинформационные разряды 1 е, при этом для однократной относительной фа-. зовой модуляции (ООФМ), двухкратной относительной фазовой модуляции (ДОФМ) и трехкратной относительной фазовой модуляции (ТОФМ) значения ди 1 е определяются какйАлгоритм формированияь Ч.,ясен иэ.13рйсунка, необходимо лишь учесть: весовосьмого разряда - 180 , вес седьмогооразряда - 90 и т,д.; вес младшего360 оН 11 разряда = 0,703 . Сигнал "ТОФМ" равен логической "1", когда демодулятор принимает сигналы трехкратной относительной фаэовой модуляции, иначе он равен логическому "0". Сигнал 10 "ООФМ" равен логической "1", когда демодулятор принимает сигналы однократной относительной модуляции, иначе он равен логическому "0", В постоянный запоминающийблок 41 записан код Те в соответствии с выражениями (10), (11), (12) .Физический вес величины ь Ч" заклю 1чается в следующем.Для простоты рассмотрим случай работы с ДОФМ. На передаче сдвиг фаз между посылками ЬЧ может принимать значения О, , П, - Т (фиг, 5),Пусть в канале связи искажения достаточно малы и к моменту 1 переходные процес сы закончилисьВ этом случае активными фильтрами 1 демодулятора будут фиксироваться те же значения дЧ, что и на передаче.ЗСПо мере приближения начала интегрирования к границе посылки на сигнал, поступающий на дополнительные активные фильтры, будет накладываться на 35пряжение помехи П (фиг. 5), обусловленное переходными явлениями из-за ограниченности амплитудно-частотной характеристики нелинейности характеЭ40ристики группового времени запаздывания; явлений многолучевости.Величина Ц тем больше, чем ближе начало интегрирования к границе 45 посылки. Наибольшая она для первого дополнительного активного фильтра 2 с началом момента интегрирования1 (фиг. 2 а,б,в,г,д). Напряжение помехи П приводит к отклонению фазы принимаемого сигнала от номинальных (эталонных) значений (фиг. 5). Это отклонение равно величине ь Ч .Т. Так как1,направление вектора помехи 0 носитслучайный характер, то величина д Ч55 тоже случайна. Но необходимо заметить, что чем больше модуль помехи 0, тем в больших пределах будет изменятьсязначение ь Ю . Если случайную величийну дЧ,. оценить эмпирическим центральным моментом второго порядка как1Б = -(дчй,)-ш (13)С=1 1ш= - . д,( )1 Б., Е ф13(14) где С - параметр, покаэывающии, чтовеличина дЧ;, относится к 1-йпосылке.М - число посылок, на которьппроизводится оценка параметра Я14 По величйне Я, можно судить о сте 14пени искажения принимаемого сигнала (величины дЧ, ). Величина Б является состоятельной оценкой дисперсии распределения случайной величины д Ч,14 Иэ приведенной формулы следует, что чем больше разброс величины ь Ч ,тем14 ф больше Бь 1 Таблица 1 Максимальноезначение Кратность модуляции(13,0 ) 22,5 ТОФМ Наличие искажений, показатели коФ.торых определяются величиной Б;, может приводить к появлению ошибок в приеме информации. Так, если под Диапазон изменения величины У.3 легко установить. Действительно ми%,1 нимальное значение Я, равно нулю,когда П = О. В случае же отсутствия сигнала на приеме, когда принимается один шум, фаза колебаний которого распределена равномерно, Б, определяется как в Я 2= О,ЗЗЗЗР, где 21 - интервал изменения величины д Ч". Для1,1 разных кратностей модуляции макси;мальиое значение Б. определяется вйсоответствии с табл, 1(18) действием сигнала П величина ь 2 Ч .ь 14 достигает значениМ большего чем 45 ф для случая ДОФМ, то принимаемая информация исказится. Чем больше величина Б 2, тем больше вероятность 5 искажения принимаемой информации,т.е. вероятность ошибки, Для каждого подканала величину Б можно минимизи 14ровать, если рассмотреть новую случайную величину видаО дЕ =Х . К. д 1 е + К, д 1 е. (15)О11:1 где К и К . - некоторые веса. Здесь4 оимеется в виду векторное сложениевеличин де. и дЧ. Для того, чтобы величина Б. была О минимальной, веса К. и К необходимо4 овыбирать обратно пропорционально значениям Б 2.4 В табл. 2 приведено четыре значения весовых коэффициентов: 1, 0,5,0,25 и О. Это позволяет приниматьрешение о принятой информации по величине д 1 е с учетом сигналов, снимаемых с активных фильтров 1 и 2, работающих в течение всей посылки. Приувеличении искажений на краях посылки вклад соответствующих активных ф 5фильтров 1 и 2 автоматически уменьшается, а при очень больших искажениях он становится равным нулю.С другой стороны, при малых переходныхискажениях все активные фильтры 1 и 2 50будут иметь одинаковые веса, зависящие только от уровня белого шума вканале связи. Это эквивалентно увеличению времени приема на величину защитного интервала до величины длитель ности посылки, что и требуется.,Блок 6 оценки искажений в двух накапливающих сумматорах 16 и 22 накап 2К(16) где К - некоторая постоянная .Удобно для реализации веса К . брать кратными степени 2. Наибольший вес берут равным единице, при этом с этим весом берут величины д 1 е и д 1 Е14 1 которые имеют центральный момент 2-го порядка такой, при котором вероятность ошибки не превышает некоей величины Р . Так как для случая5 ОШР с 10 можно рассчитать максимальные значения Б = 4 Б 2 для разных14 зкратностей модуляции ООФМ- Б; сДОФМ - Б,. с 10ТОФМ - Б. с 201С учетом приведенной формулы (16) каждое значение Бможно сопоставить14с весовым коэфФициентом в соответствии с табл. 2,ливает сумму в соответствии с выражением (14) и соответственно сумму Легко показать, раскрыв выражение(13), что Деление на М накопленных сумм реализуется тем, что для дальнейших преобразований берутся старшие разряды без шести младших. Таким образом, восемь старших разрядов, соответ. ствующих величине ш, подаются на постоянный запоминающий блок 20, где записан код величины -ш, , а с него на вход сумматора 21, а кодером подаются 16 старших разрядов с регистра 23,т.е, величина А. . На выходе сумматора 21 получается значение Б 2, , которое1277поступает на кодер, представляющеесобой набор пороговых схем.%В кодере значение 8., в зависимостиЧот режима работы масштабируется сдвиговым регистром 25, В режиме ТОФМБ поступает на элементы 26-28 сравнения без изменения, а режиме ДОФМ -сдвигается на 2 разряда, в режимеООФМ - на 4 разряда. Это позволяет,для всех режимов с учетом табл. 2 10использовать одни и те же коды пороговВ этом случае коды пороговбудут: порог 1 = 00110010; порог 2 =01100101; порог 3 = 11001010.На элементах И 29-32 собрана кодирующая схема, которая в соответствии с табл. 2 кодирует веса К ,какэто указано в табл, 3,Таблица 3кг0250,50,2530Блок 9 весового суммирования в соответствии с (15) производит векторное сложение величиндЧ;и д 1; .Для этого отдельно суммируются синфазные и квадратурные составляющие Х и Х , 3511 У,. и У.мХ =) К Х+ К Х; (19)1 М:Таким образом, блок 9 весового суммирования представляет собой накапливающий сумматор, в котором слагаемые перед сложением масштабируются в соответствии с полученными бло ком 8 оценки искажений весами КЗначения Х; и Х., У; и У, поступают с второго коммутатора 6 демодулятора на коммутатор 33 блока 9 весового суммирования, где поочередно ком мутируются на сдвиговом регистре 34.Сдвиговый регистр 34 представляет собой четырехвходовый коммутатор, на первый вход которого входные величины подаются напрямую, на второй вход - 55 с сдвигом на 1 разряд вправо (т.е.как бы уменьшены в два раза), на третий вход - со сдвигом на два разряда 423 12 вправо, на четвертый вход подаютсянули, На управляющие входы подаютсявеса К так, что при комбинации 00выход сдвигового регистра 34 соединяется с первым входом, при комбинации -10 - с вторым, и т.д. Таким образом,на А-входе сумматора 35 будут произведения входных величин с весами К,Очевидно, что временные режимы работы блока оценки искажений и блока 9весового суммирования выбираются так,что каждому 1-му значению входныхвеличин Хи У по времени соответст. 1вует К . значение веса,11В результате накопления по формулам (19) и (20) в конце посылки в запоминающем блоке 37 получается наборпо числу каналов значений Х . и У1которые считываются в статические регистры 38 и 39 и поступают через коммутатор 6 на блок 7 вычисления разности фаз. Он используется аналогично второй раз для значений Х, и У;,На выходе перекодирующего блока 15в соответствии с выражениями (10),(11), (12) получаются информационныеразряды 1 е, которые являются следствием анализа сигнала на всей посылке.Эти разряды поступают на выходнойсогласующий блок 10, задача которогопреобразовать параллельный код полученных информационнык разрядов в последовательный, что легко реализуется на регистре сдвига с параллельнойзаписью информации. Формула изобретенияДемодулятор взаимоортогональных синусоидальных сигналов с фазоразностной модуляцией, содержащий блок вычисления разности фаз, первый выход которого соединен с входом выходного согласующего блока, первые и вторые активные фильтры, опорные входы которых подключены к первому выходу первого формирователя опорных частот, второй выход которого соединен с установочными входами первых активных фильтров, сигнальные входы которык обьединены с сигнальными входами вторых активнык фильтров и являются сигнальным входом демодулятора, выходом которого является выход выходного согласующего блока, о т - л и ч а ю щ и й с я тем, что, с целью повышения помехоустойчивости, в него введены первый и второй коммутаторы, блок оценки искажений, блок13 1277423 14суммирования и второй формирователь второй выход которого соединен через опорных частбт, выход которого соеди- блок оценки искахений с вторым входом нен с установочными входами вторых блока суммирования, выходы которого активных фильтров, выходы которых подключены к вторым входам второго подключены к первым входам первогокоммутатора, при этом вход второго коммутатора, выходы которого соедине- формирователя опорных частот подклюны с первыми входами второго коммута- чен к установочным входам первых актора, выходы которого подключены к тивных фильтров, выходы которых соепервым входам блока суммирования и к динены с вторыми входами первого комвходам блока вычисления разности фаз, 10 мутатора.